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基于单片机的EPS驱动电路设计[2]

交换技术与网络管控责任编辑：pjwang1986 2012-04-01

摘要：2.3.1H桥上侧桥臂MOSFET功率管驱动电路设计上侧桥臂的MOSFET功率管驱动电路如图4所示，其中Qa/Qb为上侧桥臂的功率MOSFETa管或b管，vdble为倍压电源电路提供的电源电压。当MOSFET的控制信号a（b）为高电平时，Q1和Q2导通，电源通过Q2,D1以及R5与C1的并联电路向Qa充电，直至Qa完全导通，Q3截止。当Qa导通时，忽略Qa的漏极和源极之间的

2.3.1 H桥上侧桥臂MOSFET功率管驱动电路设计

上侧桥臂的MOSFET功率管驱动电路如图4所示，其中Qa/Qb为上侧桥臂的功率MOSFET a管或b管，vdble为倍压电源电路提供的电源电压。当MOSFET的控制信号a（b）为高电平时，Q1和Q2导通，电源通过Q2 ,D1以及R5与C1的并联电路向Qa充电，直至Qa完全导通，Q3截止。当Qa导通时，忽略Qa的漏极和源极之间的电压降，则Qa的源极电压等于蓄电池电源电压。此时，Qa的栅-源极电压降VGS=（ Vdble-VCE- VF-Vbat），其中VCE为2N2907的集一射极饱和导通电压，其典型值为0.4V,VF为D1的正向导通压降，其典型值为0.34V,Vbat为蓄电池电压。为保证器件可靠导通，降低器件的直流导通损耗，VGS不低于 l0V.因此需设计高效的倍压电源电路，以保证Vdble的值足够大，满足功率MOSFET的驱动要求。如果蓄电池电压为12V时，Vdble≥12V+0.34V+0.4V+10V=22.74V.

当MOSFET的控制信号a（b）管为低电平时，Q1和Q2均截止，Q3导通，Qa的栅-源极电压通过R5与C1的并联电路及Q3迅速释放，直至Qa关断。Qa关断时，连接其栅-源之间的电阻R6使其栅-源电压为零。 IRF3205的导通门限电压为2~4V,OV的栅-源极电压能够使其关断。

2.3.2 下侧桥臂的功率MOSFET管驱动电路

下侧桥臂的功率MOSFET驱动电路如图5所示，其中Qc/Qd为下侧桥臂的功率MOSFET的c管或d管。当MOSFET的控制信号c（d）为高电平时，Q1导通，Q2截止，Q1的栅极电压通过R3与C1组成的并联电路、D1及 Q1迅速释放，Qc/Qd关断。

当MOSFET的控制信号c（d）低电平时， Q1截止，Q2导通，电源通过Q2以及R3与C,组成的并联电路对Qc的栅极充电，直至Qc完全导通。当Qc导通时，其栅-源极电压等于电源电压减去Q2的集-射极饱和导通电压，而电源电压又等于蓄电池电压减去1N5819二极管的正向导通电压。所以，Qc的栅-源极电压VGS=（Vbat-VCE-VF），当蓄电池电压为12V,取各参数为典型值得Qc的栅-源极电压为11.26V,满足 IRF3205的栅极驱动（10V）所需的电压

2.4 蓄电池倍压工作电源

由于上侧桥臂的MOSFET功率管的栅-源电压必需大于22.74V,而蓄电池电压只有12V.因此需要设计蓄电池倍压电源，产生二倍于蓄电池电压的电源电压，提供给H桥a、b功率管的驱动电路，保证高侧 MOSFET功率管能够完全导通。

电源倍压电路如图6所示，NE555定时器工作于多谐振荡器模式，于引脚3产生幅值等于NE555的供电电压，频率为1/0.7（R2+2R1）C1的矩形波。C3、C4,Dl和D2构成电荷泵电路。当NE555引脚3输出高电平时，由于电容电压不能突变，C3正极电压为24V或接近24V,并通过D2向C4充电，使C4电压为24V或接近24V.由于受电路的工作效率、二极管D1和D2上的正向电压降以及负载能力的限制，使得系统输出电压低于供电电压的2倍。

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